0 引言

在现代电子战(EW)数字化接收机的设计中，信道化处理是最重要的环节之一，目前也被认为是用现代技术实现宽带数字化的主要途径^[1]。由信道化处理而实现的宽带数字化接收机又叫做宽带数字式信道化接收机，在宽带数字式信道化接收机中对频率的处理可分为粗测频及精测频。粗测是指在ADC后面接一组数字滤波器，对信号进行信道化，按照不同的频率将信号划分到不同的信道里面，即完成对信号的粗测频。精测频是指在粗测频的基础之上再次对信号进行频率测量完成对信号频率的精确估计，从而完成对信号的频率测量。在宽带数字式信道化接收机中实现信道化的方法通常是采用快速傅立叶变换（FFT）^[1]。本文是在采用快速傅立叶变换完成粗测频的基础上完成对信号频率精确测量研究的。

1 相位法测频介绍

由于是相位差取的是θ(2ⁿ),故此时的运算量比上面的方法要小的多，节约了运算的时间。又由于延时分别为：1，2，4，8…，在运算中，短的时间延迟可以用于消除频率的模糊，长的延迟用于获得较高的频率分辨率。

2 相位测频方法的频率模糊的处理

在上述的测频方法中，有一点很重要，即：相角是限制在0到2π（或-π到π）弧度之间的。如果相角的变化超过2π（或360⁰），相角将折叠到2π内，在这种情况下，就会出现求错频率的相位模糊的问题。另一个重要的问题是相位不连续，如果相位的值一个小于2π，另一个大于2π，这两个值之间就会存在相位不连续的问题。

在对前面两个问题分析的基础上本文研究所采用的频率去模糊的方法：对瞬时相位θ(n)进行记录，如果θ(n)的变化在一个周期内，则对θ(n)不变化，当θ(n)的变化超出一个周期时，令θ(n)加上2π。其具体的运算原理为：设某一时刻的相位为θ(i)，则下一时刻的相位为θ(i+1)，如果θ(i+1)与θ(i)处在同一周期内，则θ(i+1)一定大于θ(i)，故θ(i+1)- θ(i)>0成立。如果θ(i+1)与θ(i)不处在同一周期内，则由于相角的折叠问题及采样频率必须满足奈奎斯特定律等的限制，则θ(i+1)一定小于θ(i)，θ(i+1)- θ(i)<0成立。所以在计算相角θ(n)时，只须判断当前值与前一值的大小，并据此结果对θ(n)做加2π或不加2π的判断，就可确定θ(n)的绝对值。

 此时，相角将不再限制在0到2π（或-π到π）弧度之间，也就不会出现相位模糊的问题。并且，由于此时的相位是连续的，不再是不连续的，也就不再存在相位不连续的问题。因为相位是连续的，也就不会再存在延迟时间长时即i较大不模糊带宽窄的问题。而当i的值较大时，测频的精度与前文所讲的测频方法相比却没有变化，故可以说，本文所做的改动是较小的，而收获是较大的。

对θ(n)的处理如下：

3 仿真结果与分析

 由于输入的为复数信号，所以信号的采样率(fs)即系统所能处理的带宽，所以仿真的采样率即处理的带宽。

 仿真参数：fs =187.5e6Hz,SNR=20db,脉宽pw=200ns

取十个频率点，所取频率点为：10M、30M、50M、70M、90M、110M、130M、150M、170M、180M。每个频率点测其五组频率值，然后对所得的频率求其均方差，所得表如下：

表一测得频率值（MHz）及均方差值（MHz）

频率点	测得频率值					均方差值
10	9.89769	9.82764	1.57567	9.97457	10.1936	2.57751
30	30.0512	29.8144	30.003	29.8283	29.9763	0.11585
50	49.823	49.9608	50.0591	50.135	49.9616	0.105885
70	70.0526	70.0988	70.0542	69.6871	69.9079	0.154591
90	90.1099	90.0061	89.8501	90.2886	90.0402	0.154591
110	109.911	109.949	110.129	110.035	109.826	0.108318
130	129.99864	130.07032	129.74203	130.012128	129.82118	0.143955
150	150.0812	149.9497	150.1108	150.0290	149.977	0.06748
170	169.78769	170.227	170.149	170.111	169.81	0.182901
180	173.971	162.03	173.854	173.963	179.901	9.31126

图一 测频误差原理

图二 误差均值与频率的关系

由仿真可知，当所测的信号在所处理带宽的边缘是，测得的频率均方误差较大，当输入信号超过某一频率值时，所测得的信号的精度是很高的，一般均方误差在200KHz内。当这种方法应用于数字接收机时，可以通过增加信道输出数据采样的速率来增加相位比较器的处理带宽，而不改变信道化的测频精度，即每个信道输出的信号的频率不变，从而使信号落在相位比较器所能处理带宽的中间频带。此时，边缘频率误差对频率估计的影响将大大减小。

有10MHz频率点可知，只有第三组数据的误差较大，其他几组测得的频率与实际输入信号的频率很接近，由此，可知这种测频方法可以得到很好的分辨率的频率值，但是，存在有缺点，在频带边缘时容易受到外界的干扰。

从测频的基本原理上对这种方法存在的缺点进行分析。在对θ(n)的处理上，当θ(i+1)- θ(i)>0时，不对θ(n)处理，当θ(i+1)- θ(i)<0时，令θ(n)加2π。当有噪声及存在量化误差时就可能对上面判断错误，当出现判断失误时如图一，θ(n)就会多加2π或少加2π，因此就会出现误差较大的频率估计。

当信号的频率在频带的边缘时，对于采样频率来说，要么信号的频率偏大，要么信号的频率偏小。当信号的频率偏大时，信号的频率接近采样频率，θ(i+1)与θ(i)的差值就接近2π，因为θ(n)是以2π为周期的，所以当θ(i+1)与θ(i)不在一个周期内时，θ(i+1)与θ(i)的差值也就很小，θ(i+1)与θ(i)的差值越小，当存在噪声及量化误差时，对θ(i+1)与θ(i)的大小也就越容易判断失误，也就越容易出现严重失误的频率估计。同理，当信号的频率偏小时，采样频率就远大于信号的频率，在很小的时间内，所得的相位差将会很小，即θ(i+1)与θ(i)的差值很小，也就很容易出现严重的偏离信号频率的频率估计。所以，当信号的频率在频带的边缘的时候容易出现错误的频率估计。

由此，可推知即使信号的频率不在频带的边缘时，如果信噪比很低，那么由于噪声的影响就有出现对θ(i+1)与θ(i)的差值判断出错的可能，也就有可能出现错误的频率估计。为此，尽可能的减小或消除2π判断错误，是这种测频方法需要改进的重点。如果能有较好的消除2π错误点的方法，那么，这种测频方法将可以用在较低的信噪比的情况下。对于宽带数字接收机来说，在如此短的时间内有如此高的测频精度已经是较为先进的了，能够满足当前的电子战的要求。

4结束语

通过对此测频方法的仿真，可知这种测频方法简单，运算量低，实时性好的优点，在高信噪比的情况下，测频精度高。如何能有效的消除2π判断错误，使这种方法能有效的用于低信噪比的情况下是下一步重点。

本文作者的创新点：提出了一种简单的去相位模糊的方法，通过matlab试验仿真，验证此方法的正确性及可行性。这种方法硬件实现简单，占用硬件资源少，耗时短，能很好的满足实时要求。

（注：本项目数据来源于项目申请书，采用了理论分析的方法研究了本课题，本项目俱估计可产生300万元的经济效益。）

参考文献

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[7]闻军会 赵国庆. 数字测频算法研究[J].雷达与对抗.2002 年 第4 期:24-29

[8]董晖 毕大平 王冰.宽带数字接收机高速信号处理技术[J]. 现代防御技术.2005 第33卷第5期:50-54